まずはMOSFETの種類と構造、MOSFETはFET（もう1つはJFET）で、エンハンスド型またはデプレッション型、PチャネルまたはNチャネルの計4種類が製造可能ですが、実際に適用されるのはエンハンスドNチャネルMOSFETとエンハンスドPチャネルMOSFETのみですので、通常、NMOS または PMOS と呼ばれるのは、これら 2 種類を指します。これら 2 種類のエンハンスド MOSFET では、オン抵抗が小さく製造が容易なため、NMOS がよく使用されます。したがって、NMOS は一般にスイッチング電源やモーター駆動アプリケーションに使用されます。
以下の紹介では、ほとんどのケースが NMOS によって占められています。寄生容量は MOSFET の 3 つのピンの間に存在します。これは必要ではありませんが、製造プロセスの制限により発生する機能です。寄生容量の存在により、ドライバ回路の設計または選択が少し難しくなります。ドレインとソースの間には寄生ダイオードが存在します。これはボディダイオードと呼ばれ、モーターなどの誘導負荷を駆動する場合に重要です。ちなみにボディダイオードは個々のMOSFETにのみ存在しており、通常ICチップ内には存在しません。
MOSFETスイッチング管損失は、NMOS であっても PMOS であっても、導通後にオン抵抗が存在するため、電流はこの抵抗でエネルギーを消費します。消費されたエネルギーのこの部分は導通損失と呼ばれます。オン抵抗の低い MOSFET を選択すると、オン抵抗損失が低減されます。現在、小電力MOSFETのオン抵抗は数十ミリオーム程度が一般的で、数ミリオームのものもあります。MOSFETはオンとオフを瞬時に完了させてはいけません。電圧を下げるプロセスがあります。 MOSFETの両端に電圧がかかり、そこを流れる電流が増加する過程が起こります。この間のMOSFETの損失は電圧と電流の積であり、これをスイッチング損失と呼びます。通常、スイッチング損失は導通損失よりもはるかに大きく、スイッチング周波数が速いほど損失も大きくなります。導通時の電圧と電流の積は非常に大きく、大きな損失が発生します。スイッチング時間を短縮すると、各導通時の損失が減少します。スイッチング周波数を下げると、単位時間あたりのスイッチ数が減ります。これらのアプローチはどちらもスイッチング損失を低減します。
バイポーラ トランジスタと比較して、電流を流す必要はないと一般に考えられています。MOSFETGS 電圧が特定の値を超えている限り、導通します。これは簡単ですが、スピードも必要です。 MOSFET の構造から分かるように、GS、GD 間には寄生容量があり、MOSFET の駆動は実質的にはこの容量の充放電となります。コンデンサの充電には電流が必要です。コンデンサを瞬時に充電すると短絡とみなされるため、瞬間電流が大きくなります。 MOSFET ドライバを選択/設計する際に最初に注意すべきことは、提供できる瞬時短絡電流の大きさです。
2 番目に注意すべきことは、一般にハイエンド駆動 NMOS で使用されるため、オン時間のゲート電圧がソース電圧よりも大きい必要があるということです。ハイエンド駆動MOSFETはソース電圧とドレイン電圧(VCC)が同じなので、ゲート電圧はVCCより4Vまたは10Vになります。同じシステム内で VCC よりも大きな電圧を得るには、昇圧回路を特化する必要があります。多くのモーター ドライバーにはチャージ ポンプが統合されており、MOSFET を駆動するのに十分な短絡電流を得るために適切な外部容量を選択する必要があることに注意することが重要です。 MOSFETのオン電圧は4Vまたは10Vが一般的ですが、当然ながらある程度のマージンを持った設計が必要です。電圧が高いほど、オン状態の速度は速くなり、オン状態の抵抗は低くなります。現在、さまざまな分野で使用されるより小さいオン状態電圧の MOSFET もありますが、12V の車載エレクトロニクス システムでは、一般に 4V のオン状態で十分です。MOSFET の最大の特徴はスイッチング特性が優れているため、広く使用されています。スイッチング電源やモーター駆動などの電子スイッチング回路が必要になるだけでなく、照明の調光も必要になります。導通とは、スイッチとして機能することを意味し、スイッチが閉じることに相当します。NMOS 特性では、特定の値を超える Vgs が導通し、ゲートが接続されている限り、ソースが接地されている (ローエンド駆動) 場合の使用に適しています。 PMOS特性により、Vgsが一定値以下で導通するため、ソースをVCCに接続する場合（ハイエンド駆動）に適しています。ただし、PMOSはハイエンドドライバとして容易に使用できますが、オン抵抗が大きく、価格が高く、代替品が少ないため、ハイエンドドライバにはNMOSが使用されるのが一般的です。
MOSFET が低電圧アプリケーションを駆動するようになりました。5V 電源を使用する場合、今回は従来のトーテムポール構造を使用すると、トランジスタによる約 0.7V の電圧降下が発生し、実際の最終電圧がゲートに追加されます。現時点では、一定のリスクの存在を考慮して、MOSFET の公称ゲート電圧 4.5V を選択します。 3Vなどの低電圧電源を使用する場合にも同様の問題が発生します。デュアル電圧は一部の制御回路で使用され、ロジック セクションでは一般的な 5V または 3.3V のデジタル電圧が使用され、電源セクションでは 12V 以上が使用されます。 2 つの電圧は共通のグランドを使用して接続されます。これにより、低電圧側が高電圧側の MOSFET を効果的に制御できる回路を使用する必要が生じますが、高電圧側の MOSFET は 1 と 2 で述べたのと同じ問題に直面することになります。トーテムポール構造は出力要件を満たすことができず、多くの既製 MOSFET ドライバー IC にはゲート電圧制限構造が含まれていないようです。入力電圧は固定値ではなく、時間やその他の要因によって変化します。この変動により、PWM 回路によって MOSFET に供給される駆動電圧が不安定になります。 MOSFET を高いゲート電圧から安全にするために、多くの MOSFET にはゲート電圧の振幅を強制的に制限する電圧レギュレータが組み込まれています。
この場合、供給される駆動電圧がレギュレータの電圧を超えると、静的消費電力が大きくなります。同時に、抵抗分圧器の原理を単純に使用してゲート電圧を下げると、比較的大きな消費電力が発生します。入力電圧が高いと MOSFET は良好に動作しますが、ゲート電圧が不十分で完全な導通が不十分になると入力電圧が低下し、消費電力が増加します。
ここでは、NMOS ドライバ回路の比較的一般的な回路を簡単に分析します。Vl と Vh はそれぞれローエンドとハイエンドの電源であり、2 つの電圧は同じにすることができますが、Vl は Vh を超えてはなりません。 Q1 と Q2 は逆トーテム ポールを形成し、絶縁を実現すると同時に 2 つのドライバー チューブ Q3 と Q4 が同時にオンにならないようにするために使用されます。 R2 と R3 は PWM 電圧基準を提供し、この基準を変更することで回路を適切に動作させることができ、ゲート電圧が完全な導通を引き起こすのに十分ではないため、消費電力が増加します。 R2 と R3 は PWM 電圧基準を提供します。この基準を変更することで、回路を PWM 信号波形が比較的急峻で直線的な位置で動作させることができます。 Q3 と Q4 は駆動電流を供給するために使用されます。オン時間のため、Q3 と Q4 は Vh および GND に対して最小の Vce 電圧降下にすぎません。この電圧降下は通常わずか 0.3V 程度であり、はるかに低くなります。 R5とR6はゲート電圧サンプリング用の帰還抵抗です。電圧をサンプリングした後、ゲートの電圧はゲート電圧への帰還抵抗として使用され、サンプルの電圧はゲート電圧に使用されます。 R5 と R6 はゲート電圧をサンプリングするために使用される帰還抵抗です。ゲート電圧は Q5 を通過して Q1 と Q2 のベースに強力な負帰還を生成し、ゲート電圧を有限値に制限します。この値は R5 と R6 によって調整できます。最後に、R1 は Q3 と Q4 にベース電流の制限を提供し、R4 は MOSFET にゲート電流の制限を提供します。これは Q3Q4 の Ice の制限です。必要に応じて、加速コンデンサを R4 の上に並列に接続できます。
ポータブル デバイスやワイヤレス製品を設計する場合、製品のパフォーマンスを向上させることと、バッテリーの動作時間を延長することが、設計者が直面する必要がある 2 つの課題です。DC-DC コンバータには、高効率、高出力電流、低自己消費電流という利点があり、ポータブル機器への電力供給に非常に適しています。デバイス。
DC-DC コンバータには、高効率、高出力電流、低自己消費電流という利点があり、ポータブル デバイスへの電力供給に非常に適しています。現在、DC-DC コンバータ設計技術の開発における主なトレンドは次のとおりです。 高周波技術: スイッチング周波数の増加に伴い、スイッチング コンバータのサイズも縮小され、電力密度が大幅に増加し、ダイナミックなレスポンスが改善されました。小さい
電源DC-DCコンバータのスイッチング周波数はメガヘルツレベルまで上昇します。低出力電圧技術: 半導体製造技術の継続的な発展に伴い、マイクロプロセッサや携帯電子機器の動作電圧はますます低くなっており、将来的にはマイクロプロセッサや携帯電子機器に適応する低出力電圧を提供できるDC-DCコンバータが必要となります。将来的には、マイクロプロセッサに適応するために低出力電圧を提供できる DC-DC コンバータが必要です。
マイクロプロセッサやポータブル電子機器に適応する低出力電圧を提供するのに十分です。これらの技術開発により、電源チップ回路の設計に対する要求がさらに高まりました。まず第一に、スイッチング周波数の増加に伴い、スイッチングコンポーネントの性能が向上します。
スイッチング素子の性能には高い要件があり、メガヘルツレベルまでのスイッチング周波数でスイッチング素子が通常動作することを保証するために、対応するスイッチング素子駆動回路が必要です。第 2 に、バッテリ駆動のポータブル電子機器の場合、回路の動作電圧が低くなります (たとえば、リチウムバッテリの場合)。
リチウム電池の場合、動作電圧は2.5～3.6V）なので、電源チップの電圧が低くなります。
MOSFET はオン抵抗が非常に低く、エネルギー消費が低いため、現在人気の高効率 DC-DC チップではパワー スイッチとして MOSFET が多く使用されています。ただし、MOSFET の寄生容量が大きいためです。これにより、高動作周波数の DC-DC コンバータを設計するためのスイッチング管ドライバ回路の設計に対する要件が高くなります。低電圧 ULSI 設計では、ブートストラップ ブースト構造やドライバ回路を大きな容量性負荷として使用するさまざまな CMOS、BiCMOS 論理回路があります。これらの回路は、1V 未満の電圧供給条件下で適切に動作することができ、負荷容量 1 ～ 2pF の条件下でも動作することができ、周波数は数十メガビット、さらには数百メガヘルツに達することもあります。この論文では、ブートストラップ昇圧回路を使用して、低電圧、高スイッチング周波数の昇圧 DC-DC コンバータ駆動回路に適した大きな負荷容量の駆動能力を設計します。ハイエンドMOSFETを駆動するためのローエンド電圧とPWM。 MOSFET の高いゲート電圧要件を駆動するための小振幅 PWM 信号。
投稿日時: 2024 年 4 月 12 日
